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超低电流隔离型开关电源设计挑战

• 图空心线圈电感1. 输出分压电路产模压电感生误差比较器信号，用于隔离图3所示开关电源。

  　　对于连接在基准输出的分压电阻R131和R137，为了减小电流须选择大阻值电阻。设计时需要考虑补偿输入电流和输入电容造成的延迟(这个问题可以通过电容分压解决)。由于输出电容(C47)很大，需要选择低ESR电容(钽、OsCon、有机铝电容等)。另外还要求电容具有极低的漏电流，应为漏电流(特别是在高温情况下)会产生很大的损耗(对于一个16V Kemet T495 100μF电容，IL在25°C 扁平型电感时等于16μA，85°C时会达到160μA)。

  　　控制电路

  　　最常见的电源拓扑是电流模式脉宽调制(PWM)，通过改变脉冲宽度控制电感的充电电流。负载较重时，通过加大脉冲宽度使电感储存更多能量(图2)。负载较轻时，通过减小脉冲宽度降低电感储能。对于低电流负载，电源工作在非连续模式，主要电流损耗源于电源本身。

  

  
  图2. 脉宽调制器(PWM)控制产生控制电压(中线)和电感电流(底线)，以响应负载电流的变化(顶部)。

  　　PWM最大的好处是固定频率，简化了EMI控制的电路设计，并可提高重载下的效率。其主要缺陷是在轻载或空载条件下相对电流损耗较大，因为调节器内部振荡器工作在固定频率(例如，UC3845在轻载下电流损耗为：Icc = 17mA)。图3为UC3845主控制器电压、电流反馈网络的典型电流损耗。

  

  图3. PWM控制器(U41)利用光耦隔离产生变压器次级到原级的反馈。

  　　反馈网络拓扑

  　　电压反馈由流过光电晶体管(光耦U45内部)到R135的电流电感器的识别提供，R135需要尽可能大，以降低功耗，但还必须保持光耦正常工作的电阻值。

  　　电流反馈通过R134的压降产生，为降低功耗，在该电压和基准(VREF = 5V，第8引脚)之间采用R125、R133分压，在ISENSE (第3引脚)端得到1V电压。分压电阻必须有足够大的阻值，以降低功耗；但还必须注意电阻与C53形成的RC滤波器不会影响电流信号。消耗在R126和C46振荡器元件的功耗是不可避免的，因为需要始终保持输出电压。

  　　更新方案进一步降低功耗

  　　对于基于UC38C41或MAX5021 PWM控制器和TLV431C或MAX8515A精密基准设计的电源来说，通过几种渠道可以进一步降低功耗。可以选择合适的元件降低功耗。

  　　误差比较器

  　　通常选择TL431提供精密基准，但它不适合本设计，因为它所产生的电压(VA-Kmin = VREF = 2.5V，加上U45 LED和R124的压差)过于接近3.6V的输出电压。一种替代选择是使用MAX8515并联基准，其基准电压仅为0.6V，在-40oC至+85°C温度范围内能够保持1%的精度。对于低压输出应用，该款IC是最理想的选择，因为它没有上述高基准电压的限制(基准电压达到2.5V)。

  　　该应用实例的另一选择是TLV431C并联型基准，可以从多家供应商获得，能够满足基准要求：VREF = 1.24V，0oC至+70°C范围可保持1%精度。分压网络电流固定在24μA，保证基准电流(温漂0.5μA)对输出电压没有明显影响。另外，须保证输入电容产生的信号延迟不会影响电路的正常工大功率电感贴片电感器作。

  　　PWM控制器

  　　传统的UC3845（图3）控制器电流损耗大约为17mA (VFB和VSENSE = 0V)，对于本应用该电流过高，可以采用MAX5021代替。MAX5021的封装为SOT23-6，在同类IC中尺寸最小。它还具有最低工作电流(1.2mA)，内置260kHz振荡器，0.6V的VISENSE，可以直接由光耦输入，其很多特性均可满足该类应用的要求。其不足之处是欠压保护门限10Voff/24Von不适合12V输入的应用。另外，它具有极低的待机电流电感厂家，非常适合高输入电压的场合。

  　　最后可以考虑的一款IC是UCC38C41，其欠压保护门限6.6Voff/7.0Von，典型电流损耗ICC = 2.3mA。电流检测电路消耗电流100uA，光耦消耗电流530uA。为了维持模压电感器光电晶体管电流，LED需要至少1mA电流。所得到的电源尺寸大约50x30mm，包括两个光耦，一个用于控制环路反馈，另一个用于检测输入端的电池电压。这个电源性能如下：

  功率 = 3.6W；
  输入电压范围：10V至15V；

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