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基于Flyboost模块的新型单级功率因数校正变换器
发布时间:2015-04-15 阅读：次 [打印文章] [关闭窗口]-
3.2平均输出电流和输出功率
副边峰值电流为ip′，则平均输出电流i0(avg)为
i0(avg)=i0dt==（7）根据伏秒积平衡VinDTs=nVoD2Ts得
D2=VinD/nVo(8)
将式（8）代入式（7）中，得到
i0(avg)=DVinip′/2nVo
=D2Vin2Ts/2n2LVo=Vin2/VoRe(9)
所以，输出平均功率为
Po=Vo·io(avg)=Vin2/Re=Pin(10)
上述分析说明：
1）输出功率=输入功率，没有功率损耗,实现直接功率传递的概念；
2）在式电感生产厂家(5)中，Vin=|Vpeak·sinωt|，可知输入平均电流满足正弦规律，实现功率因数校正。
尽管工作在DCM的反激变压器具有以上优点，但是，它同时也存在不少缺点，例如，由式(9)可知，输出电流中含有很大的二倍工频的纹波。
4基于Flyboost模块的单级功率因数校正
AC/DC变换器
在反激变压器的基础上，本文提出了一种新型的单级PFC变换器，即基于Flyboost模块的单级PFC变换器，如图3所示。
当工作在不连续导电模式（DCM）下，Flyboost模块的工作状态可以概括为两种状态，即反激变压器状态和Boost电感状态，两个工作状态的工作波形如图4所示。
1)反激变压器状态当|Vin(t)|<(Vc1－nVo)(式中Vin(t)表示交流输入电压瞬时值，Vc1表示中间储能电容电压，n表示T1的变比）。T1可以看作一般的反激变压器。在一个开关周期内，当S1开通时，T1经D5充电，储存能量；当S1关断时，由于|Vin(t)|<(Vc1－nVc)，D6不能导绕行电感器通，储存在T1中的能量全部传递到输出端。空心电感器
图2工作于DCM模式的反激变压器
图3带Flyboost模块的单级PFC变换器
图4Flyboost模块两种工作状态示意图
(a)两种工作状态
(b)反激变压器状态(c)Boost电感状态
在这种状态时，经过整流桥后的输入电iin流是一个直角三角波，如图4所示。平均输入电流可表示为
Iin(avg)=·D2·Ts(11)式中：L1为T1初级绕组的电感值。
2）Boost电感状态当|Vin(t)|>(Vc1－nVo)时，T1相当于一个Boos一体电感t电感。在一个开关周期内，当S1开通时，L1经D5充电储能；当S1关断时，由于|Vin(t)|>(Vc1－nVo)，D6导通，储存在L1上的能量向C1放电，其工作方式与一般的Boost电感型单级PFC变换器一样。
在这种状态时，平均输入电流可表示为
Iin(avg)=（12）由式（11）（12）可知，无论Flyboost模块处于反激变压器状态或者Boost电感状态，变换器都能实现功率因数校正。
另外，这种新型的单级PFC变换器还具有一般单级PFC变换器所没有的优点：
1）高效率因为当Flyboost模块工作在反激变压器状态时，相当于一个无损电阻，所以会获得比一般单级PFC变换器高的效率；
2）自动限制中间储能电容C1上的电压因为，当Flyboost模块处于反激变压器状态时，反激变压器副边反馈到原边的电压加上输入电压之和为（|Vin(t)|＋Vo·n），只有当它大于Vc1时，C1才会被充电，此时Flyboost模块进入Boost电感状态，所以，C1的电压最终被箝位在(Vin(peak)＋Vo·n)；
3）输出电流纹波很小如前所述，普通的反激变压器PFC模块得到的输出电流含有很大的二倍工频纹波，但是，在这种新型变换器中，变换器的输出由Flyboost模块和DC/DC级的正激变换器共同调节，可以获得稳定的低纹波输出。模压电感器
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