由于能小缩减输出电容器和感应器尺寸从而节省板空间,具有更快转换频率的直流-直流(DC/DC)转换器正变得越来越受欢迎。而另一方面,由于处理器内核电压降至1V以下,任务周期缩短了,在更快频率下很难获得低电压,使得负载点电源的需求不断增加。
很多电源IC供应商都在积极地推销号称能节省空间的更快的DC/DC转换器。一个DC/DC转换器能够以1MH在甚至2MHz的频率转换,这听起来似乎很不错,但是在考虑电源系统的时候,不能光看到尺寸和效率。下面我们来看几个例子,这几个例子都显示了转换频率更高时的优点和缺点。
选择一个应用
我们设计并构建了三种不同电源来展示高速转换频率的利弊。这三种电源的输入电压都是5V,输出电压都是1.8V,输出电流3A。这是DSP、ASIC和FPGA等性能处理器的通用要求。为了限定滤波器设计和性能,允许的波纹电压设在20mV,大约是输出电压的1%;峰至峰感应器电流设为1A。
我们来对比一下这三种频率分别为的350, 700和1600 kHz的电源的利弊。三种方案都使用频率1.6 MHz、低电压、带MOSFET的TPS54317型3 A同步降压DC/DC转换器作为调压器。
TPS一体电感54317产自德州仪器,具有可编程频率和外置补偿,专门用于高密度处理器电源负载点应用。
选择感应器和电容器
感应器和电容器都是依照下面的简单公式来选择的:
Equation 1:
V = L x di/dt
Rearranging: L 绕线型片式电感器≥ Vout x (1-D)/(ΔI x Fs)
where: ΔI = 1 A peak-to-peak; D = 1.8 V/5 V=0.36
等式1:
V = L x di/dt
Rearranging: L ≥ Vout x (1-D)/(ΔI x Fs)
此处 ΔI = 1 A峰至峰; D = 1.8 V/5 V=0.36
等式2:
I = C x dv/dt
Rearranging: C ≥ 2 x ΔI/(8 x Fs x ΔV)
此处 ΔV = 20 mV, I = 1 A 峰至峰
等式2中假定使用了一个有可忽略串联电阻的电容器-陶瓷电容器即是如此。由于它的低电阻和小尺寸,三种方案都选用了陶瓷电容器。上面等式2中2的乘数是随DC偏置出现的电容降,因为这一影响没有算在大多数陶瓷电容器的数据表内。
图1的电路用来评估测试台上每个方案的性能
图1:TPS54317参考示意图
在示意图中没有数值的元件就是在各个方案中被更改的元件。输出滤波器由L1和C2组成。三种方案中所有这些元件的数值都在表格1中列出,并根据上面等式结果来选择。
表格1:频率分别为350kHz, 700kHz,和1600 kHz时的电容器和感应器选项
必须注意,随着频率的增加,每个感应器的DC电阻会减小。这是因为圈数越少所需的铜线长度就越小。误差放大器补偿元件则根据每个转换频率而单独设计。本电感厂家文暂不讨论如何选择补偿数值。
最小启动时间
数字转换器-数字转换器集成电路(IC)在最小可控制启动时间上有限值,即脉宽调制(PWM)电路可获得的最窄脉宽。在降压转换器中,场效应晶体管(FET)在一个转换周期内处于开启状态的时间比成为任务周期,等于输出电压和输入电压之比。
上面例子中的TPS54317型转换器任务周期为0.36 (1.8V/5.0V),最小启动时间为数据表中所示的150ns(最大值)。可控制脉宽的限制产生了可获得的最小任务周期,根据等式3可以很容易算出来。一旦知道了最小任务周期,就可以计算出最低可获取输出电压,如等式4和表格2中所示。最低输出电压也受到转换器参考电压限制,TPS54317的最低输出电压为0.9V。
等式3:
最小任务周期=最小启动时间x 转换频率
等式4:
最低输出电压=输入电压x 最小任务周期(受TPS54317参考电压限制)
表格2:最小启动时间为差模电感150ns时的最低输出电压
此处可以在1.6MHz转换频率的情况下产生1.8V的输出电压。但是,即便频率是3MH在,最可能低的输出电压也会被限制在2.3V。还有个方法就是降低输入电压或者降低频率。在选择转换频率之前,最好检查一下DC/DC转换器数据表,以确保一个最小可控制启动时间。
脉冲跳跃
如果DC/DC转换器不能以足够快的速度消除栅极脉冲以保持所需的任务周期,就会产生脉冲跳跃。电源会试着调节输出电压,但是波纹电压会随着脉冲的进一步分离而增大。由于脉冲跳跃的原因,输出波纹会显示出分谐波成分,由此可能产生噪音。而由于IC可能不会对一个大的电流尖峰作出反应,也有可能电流限制电路不能继续正常工作。有时由于控制器没有正常工作,控制回路可能也会不稳定。最小可控制启动时间是一个很重要的因素,因此最好要核对DC/DC转换器数据表中的规格,以确认获得最好插件电感器的频率和最小启动时间组合。
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