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现代功率模块及器件应用技术(2)
发布时间:2016-07-10 阅读：次 [打印文章] [关闭窗口]- 差模电感二极管在整流和逆变运行中的要求
在采用IGBT或MOSFET的变流器中，对续流二极管的要求取决于它是工作在整流还是逆变状态下。即使在传递相同功率的情况下，两种工作状态下的损耗也不尽相同。
逆变运行的特征是能量由直流电压母线端流向交流端。也就是说，交流端和一个用户相连接并给其供电（例如，三相交流电机）。
而在整流运行状态下，能量由交流端流向直流电压母线端。在这种情况下，变流器是作为一个斩波整流器工作在电网端或发电机端。
在传递相等功率的条件下，功率半导体内不同的损耗主要由在整流和逆变运行期间交流端电压和电流基波之间的相位所决定。这一点可以用图19所示的基本电路来做进一步的说明。
图19 采用IG功率电感BT和续流二极管的逆变器的一相基本电路
我们可以看到：
1）如果Vout为正和iL>0电流通过S1；
2）如果Vout为负和iL>0电流通过D2；
3）如果Vout为正和iL<0电流通过D1；
4）如果Vout为负和iL<0电流通过S2。
所以，在给定了电流的有效值的情况下，IGBT和续流二极管中出现的导通损耗由电压和电流基波之间的功率因数以及变流器的调制度m（决定了占空比）所决定。
在逆变运行时存在着0(<=)mcosφ(<=)1的关系。如果mcosφ=1，则功率半导体的损耗到达了其极限情况。在该条件下，导通损耗以及IGBT的总损耗都达到最大值，二极管的损耗则达到最小值。
在整流运行时存在着0(>=)mcosφ(>=)－1的关系。在mcosφ=－1时，功率半导体的损耗到达了其极限情况。在该条件下，导通损耗以及IGBT的总损耗都达到最小值，二极管的损耗则达到最大值。
将此理论应用于图19，则该情况刚好出现在斩波整流器仅仅从电网吸收纯有功功率时（就电流基波而言）。此时，电网的星形中点应该与直流母线电压的中点相连。图20绘出了上述关系。
在给定直流母线电压和交流电流有效值的情况下，器件的开关损耗只与开关频率有关，两者之间呈线性关系。
市场上大量的带有续流二极管的IGBT和MOSFET模块，就其在额定电流下可散发的损耗而言，是为逆变工作状态而设计的（例如cosφ=0.6～1）。由于在此工作状态下二极管的通态损耗以及总模压电感损耗远比IGBT要低，所以，二极管损耗的设计值也远低于IGBT〔IGBT/二极管损耗设计比约为（2～3）：1〕。
因此，在设计斩波整流器时，若其功率和相应的斩波逆变器相等，则建议使用电流等级高一档的功率模块。
例如，某传动系统功率流为电网（400V/50Hz）→斩波整流器（fs=10～12kHz）→直流母线→斩波→逆变器（fs=10～12kHz）→三相交流电机（400V/50Hz/22kW），则
1）斩波整流器采用?1200V/100A（Tc=80℃）的标准IGBT半桥模块；
2）斩波逆变器采用?1200V/75A（Tc=80℃）的标准IGBT半桥模块。
如果功率模块本身就带有加强的二极管，则此区分便无必要。
2.2 快速功率二极管的构造
我们需要区分二极管的两种主要形式，即肖特基二极管和pin二极管。
在肖特基二极管中，金属－半导体之间的接触面构成了阻断型的pn结。与pin二极管不同，pn结没有由扩散而形成的势垒。因此，如果n－区很薄，则它的通态压降比任何一个pin二极管都小。在从导通进入截止状态的过渡过程中，理论上仅需对空间电荷区充电。所以，此类二极管适用于很高的频率（>100kHz）。但是，这一优点只限于当电压小于约100V（目前最高可以达到250V）时。因此，肖特基二极管适合被用作MOSFET的续流二极管。另一方面，当设计的耐压较高时，则
1）通态电压迅速增加，原因是基极宽度WB增加，以及仅存在一种载流子（单极型）；
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