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用于Class D音频功放中的振荡器设计

• 近年来， D类音频功率放大器凭借其效率高，功耗低等优点， 已成为MP3、移动电话等便携式音频系统的首选解决方案。而振荡器是D类音频放大器的重要组成部分， 振荡器对放大器的音质、芯片效率、电磁干扰等指标有着重要的影响。为此， 本文设计了一种应用于D类功放的电流控制振荡器电路。该模块基于电流模式， 主要实现两个功能： 一是提供幅度与电源电压成正比的三角波信号； 二是提供频率几乎与电源电压无关的方波信号， 该方波信号的占空比为50%。

  　　1 电流模式振荡器原理

  　　振荡器的工作原理是通过MOS开关管来控制电流源对电容的充放电以产生三角波信号。传统的基于电流模式的振荡器结构框图如图1所示。

  
  

  图1 电流控制振荡器的原理结构

  　　图1中， R1、R2、R3、R4通过对电源电压的分压来产生阈值电压VH、VL和参考电压Vref。参考电压再通过放大器OPA与M磁芯电感N1构成的LDO结构来产生与电源电绕行电感压成正比的参考电流Iref。因此有：

  
  

  　　本系统中的MP1、MP2、MP3可构成镜像电流源， 以产生充电电流IB1。而MP1、MP2、MN2、MN3组成的镜像电流源则产生放电电流IB2。假设MP1、MP2、MP3宽长比相等， MN2、MN3的宽长比相等。则有：

  
  　　振荡器工作时， 在充电阶段t1时， CLK=1，MP3管以恒定电流IB1对电容充电， 此后A点电压线性上升， 当A点电压大于VH时， cmp1输出端电压翻转为零。逻辑控制模块主要由RS触发器组成， 当cmp1输出为0时， 输出端CLK翻转为低电平， CLK为工字电感高电平。振荡器进入放电阶段t2， 此时电容C开始以恒定电流IB2放电， 使A点的电压下降。当电压下降到小于VL时， cmp2的输出电压变为0。RS触发器翻转， CLK变为高电平， CLK变为低电平， 从而完成一个周期的充放电过程。由于IB1和IB2相等， 所以， 电容的充电和放电时间相等， A点三角波的上升沿斜率与下降沿斜率的绝对值相等， 因此， CLK信号为占空比50%的方波信号。

  　　该振荡器的输出频率与电源电压无关， 而三角波的幅度则与电源电压成正比。

  　　2 振荡器电路的实现

  　　本文设计的振荡器电路实现如图2所示。该电路分为阈值电压产生电路， 充放电电流产生电路和逻辑控制电路三个部分。

  
  
  图2 振荡器的具体实现电路

  　　2.1 阈值电压产生部

  　　阈值电压产生部分可由MN1和四个阻值相等的分压电阻R1、R2、R3和R4来构成。MOS管MN1在此作为开关管。无音频信号输入时， 芯片将CTRL端置为低电平， VH、VL均为0V， 振荡器停止工作， 以降低芯片的静态功耗。有信号输入时， CTRL为低电平， VH=3Vdd/4， VL=Vdd/4。由于比较器工作的高频状态下， 如果B点和C点直接与比较器输入端相连， 则可能会通过MOS管的寄生电容对阈值电压产生电磁干扰。故本电路将B点和C点与缓冲器相连。电路仿真表明， 使用缓冲器可以有效隔离电磁干扰， 稳定阈值电压。

  　　2.2 充放电电流的产生

  　　与电源电压成正比的电流可由OPA、MN2和R5产生。由于OPA的增益很高， 因此， Vref与V5之间的电压差可以忽略不计。

  　　由于存在沟道调制效应， MP11和MN10的电流会受到源漏电压的影响， 因此， 对电容的充放电电流不再与电源电压呈线性关系。本设计中，电流镜采用cascode结构可以稳定MP11和MN10的源漏电压， 降低对电源电压的敏感程度。从交流角度看， cascode结构提高了电流源(层) 的输出电阻， 减小了输出( 入电感器生产) 电流的误差。MN3、MN4、MP5 用于为MP12 提供偏置电压。MP8、MP10、MN6则可为MN9提供偏置电压。

  　　2.3 逻辑控制部分

  　　触发器的输出CLK和CLK为相位相反的方波信号， 可用来控制MP13、MN11与MP14、MN12的开启和关断。MP14和MN11作为开关管， 其作用相当于图1中的SW1和SW2。MN12和MP13作为辅助管， 其主要作用是减小充放电电流的毛刺，消除三角波的尖冲现象。尖冲现象主要是由于MOS管状态转换时的沟道电荷注入效应所引起的。

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