32占空比D的范围
能流回馈现象依赖于主开关管的占空比。于是,抑制能流回馈现象出现的合适占空比即是在模式Ⅱ中,必须在模态5出现之前直接从模态3到模态4。据这一条件,则模态3必须在1/(2fr)内完成,即必须在一半谐振周期内完成模态3。fr由Lr,Cr决定,若开关周期由Ts表示,则这一关系由下式表示
(a)模态1
(b)模态2
(c)模态3
(d)模态4
(e)模态5
图4产生环流的波形(Vin=60V)
(f)模态6
模态6的出现。因此有
(1-D)Ts1/(2fr)(4)
考虑到Ts=1/fs,则式(3)和式(4)决定了占空比D的范围
[1-fs/(2fr)]Dfs/(2fr)(5)
从式(5)中可以看出,扩大占空比范围的最简单方式是增大开关频率fs。然而,当开关频率fs偏离谐振频率太大时,则输出电压会按式(1)和式(2)的规律下降。如用表1中的数值,则占空比的范围计算结果是
0.44D0.56(6)
对于由式(6)所给的占空比,变换器能恰好工作于没有能量环流的状态。然而,当输入电压变化范围和负载范围变化更大时,为了调节输出电压,必须要扩大占空比的范围。为避免在扩大占空比的范围时导致效率的急剧下降,则必须采取新的方法来克服这种情况。
表2变换器工作模式模式模态转换次序条件
Ⅰ1-2-3-5-1D=0.4(Vin=60V)
Ⅱ1-2-3-4-1D=0.5(Vin=48V)
Ⅲ1-6-3-4-1D=0.6(Vin=40V)
4提高效率的两种方案
41倍流型整流电路
为避免效率下降,我们使用了一种倍流[6]同步整流电路的ZVSPWM控制串联谐振变换器,如图5所大功率电感示。这种变换器的工作模态见图6。其仿真参数值与表1给出的基本相同,两个电感LO1和LO2仿真参数是7μH。变换器的模态转换顺序总是1-2-3-4。在这种整流电路中,能流回馈现象不再存在。因而,效率下降的原因被消除了。电感器厂家其工作模态简要介绍如下:
1)模态1这一模态表示了从S4到S3换流的过
图3图1所示变换器的工作模态
图5具有倍流同步整流电路的ZVSPWM控制串联谐振变换器
程。当输入电压反向时,谐振电流下降幅度很大。谐振电流耦合到变压器副边,其值将小于输出电感电流值iLO2,开关管S3的体二极管导通;变压器电压变为零,S4关断。然而,S4的体二极管却是开通的,这样,谐振电流继续减少,自然,对于在变压器电压变为零之前的电流来说,则是反方向增加。当这一电流增加到比输出电感电流iLO1还大时,S4的体二极管关断。这一模态变化到下一模态。
2)模态2在这一时间段,开关管S4关断,S3由于变压器电压保持导通。这样,输出电感iLO1通过谐振电流充电。这是能流从输入端传到输出端的过程。
3)模态3这一模态和模态1对称。这时开关管S3换向到S4。4)模态4同样,这一模态和模态2对称。S4保持开通,输出电感iLO2被谐振电流充电。这也是能流从输入端传到输出端的过程。
在这一方案中,模态1和模态3是由于存在由Lr,Cr组成的谐振电路的存在而出现的。同步整流MOSFET在诸如模态1和模态3这样的死区间隔内工作。因此,S3和S4的ZVS实现了。如果没有这一串联谐振电路,将不会出现模态1和模态3;那么,由于在模态2和模态4之间转换时间短且转换电压电流幅度大,将会由于存在寄生参数而造成很大的开关噪声。
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