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电机控制用小功率稳压电源的设计
发布时间:2016-08-31 阅读：次 [打印文章] [关闭窗口]-
电路中D1为TVS(瞬态电压抑制器)，D2为超快恢复二极管，D1和D2组成箝位保护电路，用于对高频变压器由于漏感而产生的尖峰电压进行箝位和吸收，从而保护功率MOSFET。副边电压经D3、C3整流滤波后输出+15V电压给脉宽调制芯片供电并经线性稳压芯片LM7805降压后输出+5 V电压，给逻辑合成芯片供电，采用LM7805不但省去了多绕一个+5V输出绕行电感器的副边绕组，而且输出电压性能稳定，纹波更小。
由于对输出电压的精度要求小是很高，故反馈电路采用配稳压管的光耦反馈电路。电路利用输出电压的变化引起光耦中LED的电流If的变化来控制TOP224Y的控制极电流Ic，从而调节占空比D，改变PWM宽度，达到稳定输出电压的目的。比如，由于某种原冈U0↑，则光耦LED的电流If↑，经光耦传输后，接收管电流Ice↑，故TOP224Y的Ic↑，而Ic与占空比D成反比关系，故D↓，导致U0↓，实现了稳压；反之，U0↓→If↓→ICE↓→Ic↓→D↑→U0↑，同样达到了稳压的作用。
反馈绕组的输出电压经D4、C4整流滤波后，给光耦的接收端提供偏置电压，同时作为另一路+15V电压输出给专用驱动芯片供电，电路中C2是旁路电容，其作用有三个：滤除控制端上的尖峰电压；决定自动重启动频率；与R1构成控制环路的补偿电路。
2.3 高频变压器的设计
由于外围元器件少，所以设计的关键是变压器。单端反激式变压器工作在磁滞回线的第一象限，磁芯同时加有交流和直流，变压器磁芯磁感应强度变化量△B变化很小，为了防止磁芯饱和，一般采用加气隙的方法，这就增加了变压器设计的难度。下面给出设计中变压器参数的计算方法。
本设计反激式变换器采用不连续导通工作方式(DCM)，取最大占空Dmax=0.4，变压器选用锰锌铁氧体R2KB磁芯，其导磁率高达2000μi，饱和磁密BS值为480mT(插件电感器25℃时)，经计算选用E1-22磁芯，其有效截面积为42m㎡，取△B=O.15T。
2.3.1 计算原边最大电流Ip
式中:Po为输出功率；
η为变换器效率；
Vin(min)为输入最小直流电压；
Dmax为最大占空比。
2.3.2 计算原边电感量Lp
式中：ton为开关管导通时间，ton=DT。
TOP224Y的工作频率为100kHz，所以T=1/f=10μs。
2.3.3计算气隙长度lg
式中：Ac为磁芯的有效截面积(mm2)；
Bm为最大磁感应强度（T）。
2.3.4 计算原、副边及反馈绕组匝数
反馈绕组匝数：NF=NS=16
以上绕组匝数均为取整后的数值。
2.3.5 验算磁芯的△B
故前面选择的磁芯是合适的。
2.3.6 导线的选择和变压器绕制
本设计由于原、副边电流均很小且考虑绕制方便，通过计算选用φO.3lmm漆包线绕制变压器。为了减少漏感，变压器绕组应同轴分布，绕线采用夹层(三明治)绕法，即：一半原边绕组52匝(里层)+次级绕组16匝+另一半原边绕组53匝+反馈绕组16匝工字电感器(外层)。各层间夹绝缘胶带，绕完后最外面再用绝缘胶带包扎，用环氧树脂胶将磁芯和骨架粘接牢靠。
2.4 反馈回路参数确定一体成型电感器
为了实现线性调节占空比，控制脚电流IC应在2～6mA之间，而IC是受光耦发光管电流If控制的，由于PC817是线性光耦，二极管正向电流If在3mA左右时，三极管的集射电流Ice在4mA左右，而且集射电压在很宽的范围内线性变化。因此一般取PC817发光管正向电流If为3mA。
本设计反馈电路中D8采用击穿电压为13V的稳压管IN4743。由于光耦PC817中LED的正向压降为Uf≈1.2V，所以
IN4743稳定电流IZ的典型值为20mA，R2支路只能供给大约3mA电流，为此，利用电阻R3提供另一路约17mA的电流，同时作为一部分假负载用于改善轻负载时的稳压性能。所以可求得R3阻值为基于Intel PXA270的WinCE操作系统移植随着科学技术进步和3G时代的到来,高性能PDA产品作为一种电子消费品越来越受青睐。作为这些高性能的PDA产品核心的嵌入式实时操作系统是开发嵌入式应用的关键环节。向来以界面友好，易操作性，易开发性为卖点
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