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从安全工作区探讨IGBT的失效机理

• 从短路能力来讲，外延片产生的PT、SPT或FS—IGBT，手册中均没给出SCSOA。不能满足Isc/Ic=103Vg≥15V，在额定电压下Tsc达不到10μs。此结构的IGBT的Vce(on)为负温度系数，不适于并联使用，适于开关电源电路。不适于有短路要求的马达驱动电路和电压型逆变电路。用高阻单晶Si生产的NPN—IGBT和沟槽栅场终止IGBT都给出了短路额定值SCSOA。在Tsc≤10μs，NPT—IGBT在额定电压下Isc/Ic=10，沟槽栅场终止IGBT Tsc≤10μs时，Isc/Ic=4。Tsc除了和结构有关外，尚和IGBT自身的垮导gm以及使用的Vg有关。在Vg一定的情况下，Gm越大Isc越高而Tsc越短。在不影响导通损耗的情况下，适当降低Vg使其不要进入深饱和区，可降低Isc和增加Tsc。Tsc越长过流保护电路的设计越容易满足。

  5、 几个问题的讨论

  5.1 如何评价IGBT的短路能力

  短路安全工作区实际是脉冲宽度为Tsc的单脉冲工作状态。单脉冲下的耗散功率为

  Psc= t j –t c/Z th (T sc) （2）
  式中t j和t c分别为结温和壳温，Z th (T sc振荡电感器)为脉宽下Tsc的单脉冲瞬态热阻。短路时：

  Psc = Vce·Isc 代入（2）式得

  Isc = t j –t c/Z th (T sc)·Vce （3）

  或 Z th (T sc) = t j –t c/Vce ·Isc （4）

  

  图7是100A/1200V NPT—IGBT的瞬态热阻曲线。

  当已知Tsc时，可求出脉宽为Tsc时的Z thjc。这时，t j应为150℃，t c=80℃，代入（3）式可求短路时间下的。由（4）式可求出Vce和Ise下的Z th (T扁平型电感 sc)。由可用图7查找脉动冲宽度Tsc。

  例如：Tsc=10μ，Vce=1200V，t j =150℃和t c =80℃时求可承受的短路Ise。由图7可查得Tsc=10μs时Z th (T sc)=2.3×10-4℃/W，代入（3）得：Ise=253.6A。若Ise=1000A，Vce=1200V代入<4>式求出Z th (T sc)=5.83×10-5℃/W，由图7可知Tsc<10μs。

  5.2Vce(on)越高越长的讨论

  NTP-IGBT的Vce(on)大于PT-IGBT的Vce(on)。在额定电共模电感器压和电流相同情况下，NPT-IGBT的Vce(on)大的原因主要其高阻漂移区W n宽，在额定电压下对应的耗尽层宽度X m没有完全穿透W n即W n>X m。尚存在一定厚度的高阻区所致。我们可以认为IGBT的导通电阻Rce(on)= Vce(on)/Ic。在一定的Ic下Vce(on)越高Rce(on)越大。该电阻实际上是寄生PNP的管基区的纵向电阻，它对由PNP管发射区P+注入来的空穴电流起到均流作用，这样流过强电场区的空穴电流较均匀，使得整个空间电荷区内功率密度均匀，减缓热点的产生，从而延长了短路时间Tsc。另外，当出现过载或短路时剧增。在Rce(on)上的压降增加。这时耗尽层X m中的电压为Vce(on)—Ic ·Rce(on)。所以Rce(on)（Vce(on)）越大，X m中的电场子越弱插件电感T1也就越低，Tsc就越长。

  5.3为什么PT—IGBT不能用于马达驱动电路

  PT—IGBT手册中均没有给出SCSOA。也不希望用在有短路出现的电路。正如前述PT—IGBT是用高阻厚外延Si片产生的。高阻厚外延是重掺杂P+单晶片上，通过外延技术生长N+和N-外延层。重掺杂P+单晶片本身缺陷就较多，而外延生长过程中又要引进大量的层错、位错外延缺陷。所以PT—IGBT在高压（强电场）大电流下工作，强散射区较多，容易产生发热点，在较低能量状态下则出现烧毁。这就是说短路时间Tsc和IGBT生产材料、工艺及结构有重大关系。

  6 结语

  半导体器件失效机理是一个比较复杂的问题，现在正处于认识的不断深化阶段，本文提出强电场机理，仅供分析中参考。
  

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