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驱动LED串的DCM升压转换器简化分析第2部分：实际考虑
发布时间:2016-05-20 阅读：次 [打印文章] [关闭窗口]-
移除跳线J1将关闭LED链，以支持连接至VOUT端子与LED端子之间的外部负载。
电阻R44是频率响应分析仪在VFB与FB端子的信号注入点。它的存在不会影响系统环路响应。通过在R44两端注入频率响应分析仪信号，将可以测量控制输出(FB/VC端子)、放大器(VC/VFB)及闭环形式中的开路增益(FB/VFB)响应。
LED交流动态阻插件电感器抗特性鉴定
根据制造商数据表中在特定工作条件下测得的特征曲线，可以近似得出LED动态阻抗。系统具体热工作条件可能大不相同。第1部分的文章中介绍了系统LED动态阻抗的系统级方法，这方法对器件进行了系统级热条件下的特性鉴定。就第2部分的文章而言，我们电感生产厂家使用频率响应分析仪，在100% PWM占空比的热稳定工作条件下，测量电路内的电流感测电阻、PWM FET阻抗及累积串联动态阻抗(见图3)。
图3：电流感测反馈网络的电路内小信号响应。
闭环分析
第1部分的文章中推导出了控制输出(Vout)表达式H(s)。功率提供给LED串，但反馈控制项是LED电流感测电阻电压VRsense (见图4)。受控系统传递函数H(s)必须根据等式(1)来调整。
图4. 电流感测反馈
在热稳定的系统级工作条件下测量了LED动态阻抗、串联PWM晶体管及电流感测电阻参数。VIN = 12 V、Iout = 116 mA为工作参数。测得的开环响应Hc(s)波特图及测量结果如图5所示。表1列出了测得的参数，用于计算图1所示的电路图。
图5. 控制至输出响应——测量结果与计算值对比电感器图
表1. 演示板电路参数
在高频时，理论计算与实证阶段测量值之间的差异变得明显。差异归因于等式(1)的调制传递函数分子中缺少RHPZ项，在参考资料[4]的简化计算中被描述为一项局限。
低频增益理论值与测量结果之前的些微差异(约1 dB)被观察到。升压电感、晶体管及整流器的工作损耗在推导直流工作点的过程中被忽略。如果顾及这样的损耗，占空比直流 工作点将会略大，导致低频增益减少。通过调整 等式(2)中的Vin (减小输入电压以减小电阻损耗)及Vout(增加输出电压以纳入升压二极管电压降)项，就可以观察到这一点。
系统性能
图1中所示的LED调光电路的1000:1 200 Hz PWM调光工作波形如图6所示。VC波形上有少许补偿电容电压放电，这是Q9双向开关响应时间与透过D19的PWM钳位激活之间的竞争条件产生的结果。电阻R29被引入，与钳位二极管D19串联连接，以限制补偿网络电荷差模电感耗尽。VFB波形维持想要的数字波形及幅值(无模拟调光)。
PWM信号指令转为低态后出现额外短路持续时间GDRV波形(第6个脉冲)，这是NCV887300内部逻辑传播延迟响应时间的结果。此额外脉冲的能量有利于帮助维持输出升压电容中的电荷，因为它补偿了深度PWM调光工作模式期间的某些寄生漏电流能量损耗。
图6：1000:1 200 Hz深度调光工作
结论
本文第1部分介绍的驱动LED串的DCM升压转换器的理论小信号响应等式在本文第2部分中有效地应用于分析LED PWM调光电路。我们探讨了200 Hz 1000:1深度调光能力的实际层面问题。我们得到了仿真和测量结果，与忽略相位误差的情况进行比较;由于理论表达式中缺少RHPZ项，导致高频时出现相位误差。1000:1 200 Hz PWM工作波形显示出了极佳的工作性能。
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