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安森美 8W数字至模拟转换盒电源参考设计
发布时间:2016-11-17 阅读：次 [打印文章] [关闭窗口]由D5、C4、R20和R21组成的缓冲器网络为外部MOSFET Q7提供电压尖峰抑制功能。这电压尖峰由变压器T1的初级绕组的泄漏电感产生，如果不恰当处理的话，可能会带来破怀性后果。在诸如本参考设计这类的简单、单端反激电路中，这样的缓冲器网络是必须的。需要说明的是，本参考设计为D5使用的是传统的50/60 Hz PN二极管，并包含1个与之串联的电阻(R20)。这种布排，再结合电容C4，不仅抑制MOSFET关闭时的电压尖峰，还消除与变压器T1泄漏电感和电容C4相关的谐振振铃(resonant ringing)。
变压器设计
反激变压器T1的设计要求将泄漏电感和绕组电容等典型寄生参数减至最小。对于小型变压器磁芯结构而言，这就变得更加困难，因为磁芯的横截面积随着总体磁芯尺寸的减小而减小，这就需要更多的初级和次级匝数。对于小型磁芯而言，要在提供足够匝数以限制磁通量密度小于三千高斯(< 3 kG)与增加泄漏电感之间取得平衡，就变得非常需要技巧。本参考设计中使用了EF-16磁芯，有可能使初级绕组仅2层，而Vcc绕组和5 V次级绕组各仅一层。测试显示，由相应泄漏电感产生的电压尖峰的能量极低，而由D5、C4、R20和R21组成的缓冲器网络足以抑制电压尖峰，且对能效的影响极小。图2显示了详细的变压器设计。T1的主要次级输出5 V由MOSFET Q3以及由变压器T2、电容C9、电阻R4至R7、MOSFET Q4至Q6、二极管D6等相关电路组成同步整流器实现，用于最大限度提升能效。当MOSFET Q7关闭时，小电流感测变压器T2感测到对输出电容C10充电的次级反激电流；而T2会在电阻R4两端产生足够的电压，以导通由Q5和Q6组成的推挽驱动电路。该驱动电路依次导通MOSFET Q3的门极，而使Q3充当极低正向压降的整流器，用于5 V输出。没有次级电流流过时，Q3处于关闭状态及反向阻断(reverse blocking)模式。为了降低输出纹波及噪声，电路中增加了由电感L2和电容C11组成的滤波器。此外，还可以选择增加P-MOSFET Q1和驱动器晶体管Q2，以在有需要的情况下，支持关闭5 V输出，用于“休眠模式”或类似要求，从而将漏电(power drain)降至绝对最低值。
对5 V输出进行稳压的方式，是检测主输出电容C10两端的电压，并以电阻R14和R15对这电压进行分压，使其匹配可编程齐纳器件U5(TL431A)的2.5 V内部参考电压。U5充当误差放大器，并藉光耦合器U2提供反馈给初级端控制器U1。C13和R13提供控制环路相位和增益补偿，而C7为U5的反馈输入提供高频噪声去耦。
图2：变压器设计数据表。另外两路低压输出(3.3 V和1.8 V)使用1对NCP1595单片同步降压稳压器(U3和U4)差模电感器从5 V输出获得。这两个降压转换器的开关频率为1 MHz，因此只需要极小尺寸的输出电感(L3和L4)和电容(C15和C17)。由于这些降压转换芯片的输入和输出纹波频率极高，C14至C17应当使用极低阻抗的多层陶瓷电容。C18是一颗标准铝电解电容以保证在特殊DTA微处理器从休眠模式启动时只有极低的输出电压下降。在这个测试应用中，3.3 V输出并不需要大输出电容，但如果这3.3 V输出是DTA微处理器的主电源，则可以考虑选用大输出电容。对于所选3.3 V和1.8 V电平之外的电压，设计人员只需要调整电压检测分压器网络调节电阻(R17或R19)的值，提供恰当的反馈电平给降压控制器的检测输入即可(可访问
表2：不同输出在各种负载配置下的能效。2) 休眠及关闭模式
* 休眠模式：输入功率≤720 mW
* 关闭模式(空载)：输入功率≤200 mW从上述数据来看，均符合设计规范要求。
其它评论及建议
虽然这个特别参考设计中并没有测试传导EMI，但模压电感相同的输入滤波器设计已用于安森美半导体其它类似的低功率反激式参考设计，且符合FCC针对导电EMI的B级(Level B)要电感器生产求。为了获得最佳的热管理性能，NCP1595的DFN表面贴装封装(U3及U4)应当完整地焊至电路板的外部覆铜区域，而当NCP1595降压转换器上提供更大电流输出，这就犹为重要。
电流感测变压器T2的设计并非最关键的事项，可以采用任何匝数比在30：1至50：1的小型铁芯就可以使用。然而，主反激变压器T1的设计对能效及优化电源性能而言非常大功率电感器关键。我们并不建议重新设计磁芯结构更小(磁芯横截面积Ae更小)的变压器。使用横截面积较大的磁芯可能使总匝数较少，并有可能增量提升能效，但为了恰当的电路工作，需要维持规定的电感值。
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