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理解功率MOSFET的开关损耗
发布时间:2017-02-14 阅读：次 [打印文章] [关闭窗口]
关断过程中产生开关损耗为：
Crss一定时，Ciss越大，除了对开关损耗有一定的影响，还会影响开通和关断的延时时间，开通延时为图1中的t1和t2，图2中的t8和t9。
图2 断续模式工作波形
Coss产生开关损耗与对开关过程的影响
1 Coss产生的开关损耗
通常，在MOSFET关断的过程中，Coss充电，能量将储存在其中。Coss同时也影响MOSFET关断过程中的电压的上升率dVDS/dt，Coss越大，dVDS/dt就越小，这样引起的EMI就越小。反之，Coss越小，dVDS/dt就越大，就越容易产生EMI的问题。
但是，在硬开关的过程中，Coss又不能太大，因为Coss储存的能量将在MOSFET开通的过程中，放电释放能量，将产生更多的功耗降低系统的整体效率，同时在开通过程中，产生大的电流尖峰。
开通过程中大的电流尖峰产生大的电流应力，瞬态过程中有可能损坏MOSFET，同时还会产生电流干扰差模电感，带来EMI的问题；另外，大的开通电流尖峰也会给峰值电流模式的PWM控制器带来电流检测的问题，需要更大的前沿消隐时间，防止电流误检测，从而降低了系统能够工作的最小占空比值。
Coss产生的损耗为：
对于BUCK变换器，工作在连续模式时，开通时MOSFET的电压为输入电源电压。当差模电感器工作在断续模式时，由于输出电感以输出电压为中心振荡，Coss电压值为开通瞬态时MOSFET的两端电压值，如图2所示。
2 Coss对开关过程的影响
图1中VDS的电压波形是基于理想状态下，用工程简化方式来分析的。由于Coss存在，实际的开关过程中的电压和电流波形与图1波形会有一些差异，如图3所示。下面以关断过程为例说明。基于理想状态下，以工程简化方式，认为VDS在t7时间段内线性地从最小值上升到输入电压，电流在t8时间段内线性地从最大值下降到0。
图3 MOSFET开关过程中实际波形
实际过程中，由于Coss影响，大部分电流从MOSFET中流过，流过Coss的非常小，甚至可以忽略不计，因此Coss的充电速度非常慢，电流VDS上升的速率也非常慢。也可以这样理解：正是因为Coss的存在，在关断的过程中，由于电容电压不能突变，因此VDS的电压一直维持在较低的电压，可以认为是ZVS，即0电压关断，功率损耗很小。
同样的，在开通的过程中，由于Coss的存在，电容电压不能突变，因此VDS的电压一直维持在较高的电压，实际的功率损耗很大。
在理想状态的工程简化方式下，开通损耗和关断损耗基本相同，见图1中的阴影部分。而实际的状态下，关断损耗很小而开通损耗很大，见图3中的阴影部分。
从上面的分析可以看出：在实际的状态模压电感器下，Coss将绝大部分的关断损耗转移到开通损耗中，但是总的开关功率损耗基本相同。图4波形可以看到，关断时，VDS的电压在米勒平台起始时，电压上升速度非常慢，在米光电感器勒平台快结束时开始快速上升。
图4 非连续模式开关过程中波形
Coss越大或在DS极额外的并联更大的电容，关断时MOSFET越接近理想的ZVS，关断功率损耗越小，那么更多能量通过Coss转移到开通损耗中。为了使MOSFET整个开关周期都工作于ZVS，必须利用外部的条件和电路特性，实现其在开通过程的ZVS。如同步BUCK电路下侧续流管，由于其寄生的二极管或并联的肖特基二极管先导通，然后续流的同步MOSFET才导通，因此同步MOSFET是0电压导通ZVS，而其关断是自然的0电压关断ZVS，因此同步MOSFET在功率电感整个开关周期是0电压的开关ZVS，开关损耗非常小，几乎可以忽略不计，所以同步MOSFET只有RDS(ON)所产生的导通损耗，选取时只需要考虑RDS（ON）而不需要考虑Crss的值。
注意到图1是基于连续电流模式下所得到的波形，对于非连续模式，由于开通前的电流为0，所以，除了Coss放电产生的功耗外，没有开关的损耗，即非连续模式下开通损耗为0。但在实际的检测中，非连续模式下仍然可以看到VGS有米勒平台，这主要是由于Coss的放电电流产生的。Coss放电快，持续的时间短，这样电流迅速降低，由于VGS和ID的受转移特性的约束，所以当电流突然降低时，VGS也会降低，VGS波形前沿的米勒平台处产生一个下降的凹坑，并伴随着振荡。NS汽车照明解决方案1.采用 LM3423升降压LED 驱动器的车头灯解决方案这款电路利用 12V及24V 总线的电池供电驱动一组共 6 个串联一起的 3W LED，适用于汽车的车头灯。由于 LED 灯组的总正向电压可能
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