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移动通信平台中使用的双路电源控制器MAX1715

• 输出电压VOUT1=3.3V，VOUT2=5V；

  蓄电池5×1.2V=6V，容量为2.8A·h；

  纹波系数LIR=0.35；

  负载电流3A；

  开关频率第一路345kHz，第二路255kHz；

  MOS管片状电感器IRF7313，导通电阻RDS=0.032Ω，最大导通电阻RDS(MAX)=0.046Ω，VDSS=30V，CRSS=130pF。

  在确定开关频率和电感工作点（纹波比率）前，先确定输入电压范围和最大负载电流。尖峰负载电流会对元器件的瞬态应力和滤波要求产生影响，并因此决定了输出电容选择，电感饱和率和限流电路的设计。连续负载电流决定了温度应力，并因此决定了输入电容及MOSFET的选择和其他要考虑热效应的器件的选择。一般设计连续负载电流是尖峰负载电流的80％。

  电感工作点也是效率和体积的折中，最小的最优电感使电路工作在导通关键点的边际（每个周期在最大负载电流时，电感电流电感器生产刚好过零）。MAX1715的脉宽跳变算法在每个关键导通点启动跳变模式。所以，电感的运行点也决定了PFM/PWM模式转换的负载电流。最优的点是20％到50％电感电流间，所以，我们取LIR为0.35。

  2.1 电感选择

  开关频率和电感运行点〔纹波(％)即纹波系数LIR〕决定了电感值，电感的直流电阻要小，以减小电感的损耗。最好选择铁心电感，并且磁芯要足够大，以保证在尖峰电感电流时不会饱和。低电感值使电感电流上升较快，在负载突变时补充输出滤波电容上的电荷，瞬态响应快。

  第一种输出的电感为L1（对应图2中的L8），第二路输出的电感为L2（对应图2中的L9），当VIN取10V时其计算值如下：

  L1=VOUT1(VIN-VOUT1)/VIS×f×LIR×ILOAD(MAX)

  =[3.3(10-3.3)]/[10×345×10 3×0.35(3/0.8)]

  =4.88μH

  取标称值6.8μH；

  L2=VOUT2(VIN-VOUT2)/[VIN×f×LIR×ILOAD(MAX)]=

  =7.47μH

  取标称值6.8μH。

  IPEAK=ILOAD(MAX)＋(LIR/2)×ILOAD(MAX)=（3/0.8）＋(0.35/2)×（3/0.8）

  =4.41A

  2.2 确定限流

  限流的下限电流值等于最小限流门限（范围由50mV到200mV）除以下端MOSFET的最大通态电阻,这个最大通态电阻是考虑了每℃增加0.5％的值。

  限流的方法有两种：一种是将脚3ILIM接脚

  21VCC（见图2），对应的限流门限是默认值100mV；

  另一种是由限流电路内部5μA电流源和ILIM外接

  电阻调限流门限（电阻范围由100kΩ到400kΩ），

  内部实际的限流门限是ILIM端电压的1/10。则

  限流电阻RLIMIT为

  RLIMIT=ILOAD(MAX)×RDS(MAX)×10/(5×10－6)

  =(3/0.8)×0.046×107/5=345kΩ

  取标称值280kΩ。
  
  图2 MAX1715的实验电路
  
  2.3 输出电容选择

  输出电容（对应图2中C35及C41）的选择主要看ESR和耐压值而不仅仅看电容值。输出电容必须有足够小的ESR，以满足输出纹波和负载动态响应的需要；同时又必须有足够大的ESR以满足稳定性的需要。电容值也要足够大以满足满载到空载转换时吸收电感储能的需要，否则，过电压保护贴片电感会触发。

  在有CPU的应用场合，电容的尺寸取决于需要多大的ESR来防止负载瞬态响应时输出电压太低。如VDIP是瞬态输出电压，则ESR?VDIP/ILOAD(MAX)。

  在没有CPU的应用场合，电容的尺寸取决于需要多大的ESR来保持输出电压纹波的水平。如Vp?p是电压纹波，则

  ESR≤Vp-p/(LIR×ILOAD(MAX))

  输出电感器生产电容引起的不稳电感器生产厂家定工作体现在两个方面：双跳动和反馈电路不稳定。双跳动是由于输出噪声或ESR电阻太小使输出电压信号没有足够的坡度。这“欺骗”了误差放大器在400ns的最小死区后产生一个新的周期。电路不稳定是指在电源或负载扰动时产生振荡，这将触发输出过压保护或使输出电压降到设定值以下。稳定性由相对开关频率的ESR零点决定，电容的零点频率必须低于开关频率f决定的稳定点fESR。

  [变压器]场效应管驱动变压器各位大神帮忙看下这个电路，纠结了一段时间了。
  图中是左侧是单片机发的3.3v的21khz的方波，经过TLP521隔离到5v。
  然后经过IRF630场效应管（这个是场效应管！），然后经过变压器出去。

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