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运算放大器稳定性分析系列（八）
发布时间:2016-08-23 阅读：次 [打印文章] [关闭窗口]
图8.17：无稳定性补偿的环路增益 模压电感器
为了进一步进行实际检查，我们将利用图8.18所示的电路进行瞬态稳定性测试。
图8.18：典型CMOSRRIO运算放大器
图8.19中所示的TinASPICE瞬态结果显示输出波形存在极高的过冲和阻尼振荡。因此，为了实现更稳定的电流，我们觉得有必要增加补偿。
图8.19：无稳定性补偿的瞬态测试
因此，为了实现稳定的设计，我们需要为电路提供补偿(参见图8.20)。首先我们绘出存在CL与RL影响的Aol修正曲线。我们知道DC1/β＝3.5dB，因此，我们需要以20dB/10倍频程的闭合速度交叉一条Aol修正曲线。如果只采用噪声增益，我们就需要不断提高噪声增益直至达到40dB(100)。反之，我们可以采用20dB(x10)的噪声增益并添加CF，以便在fcl产生20dB/10倍频程的闭合速度。我们首先从fcl开始，然后向后绘出-20dB工字电感/10倍频程的斜线。请注意，fpF距离Aol修正曲线至少x个10倍频程。这样在再次进入裕度稳定情况之前，Aol修正曲线能向左移动x个10倍频程。这是实践中非常有用的估计方法。现在，我们在fpF左侧1个10倍频程处布置fpn。由于我们采用了噪声增益补偿拓扑，因此在fpn左侧1工字电感个10倍频程处自然会出现fzn。
图8.20：一阶补偿图
为绘制理想的1/β曲线，我们将采用噪声增益与CF(与RF并联的反馈电容器)相结合的方法，如图8.21所示。请注意，可以将它视为一个通过Cn累加0V(接地)以及通过RI累加VCC的加法放大器。在达到与CF并联的RF所产生的极点之前，有效AC传递函数就形成了我们所期望的平坦的VOA/VCC，如图8.20所示。
图8.21：典型CMOSRRIO运算放大器
图8.22说明了反相噪声增益及CF的详细补偿计算。该计算过程分为三个部分，从而可以简化相关分析。首先，计算出Cn与CF均设为开路情况下的1/βDC值。然后在将CF设为开路，Cn设为短路情况下计算出噪声增益补偿的高频部分。通过噪声增益补偿可以创建并且轻松计算出fpn。最后，通过将Cn设为短路并计算CF与RF产生的极点即可算出CF补偿。在各种情况下都选择最接近标准分量的值。如果电阻全部按比例提高，则可以采用较低的电容。但是，较高的电阻会使电路产生较高的整体噪声。上述设计因素的权衡取决于相关应用。
图8.22：详细的补偿计算过程
图8.23显示了完整的反相噪声增益及CF电路。根据这个电路图，我们能绘制出Aol修正曲线、环路增益以及1/β。我们发现，最简便的方法是先进行AC仿真并绘制出Aol修正曲线与1/β，然后针对环路增益与相位进行第二次仿真。
图8.电子电感器23：具有稳定性补偿的TinAAC电路
根据完整的电路图，我们可绘制出图8.24所示的1/β与Aol修正曲线。与一阶分析(图8.20)对比可发现两者较为接近(closeComparison)，而且我们可以明显看出稳定性合成产生了预期结果。
图8.24：Aol修正曲线与1/βTinA曲线图(具有稳定性补偿)
图8.25中的环路增益幅度与相位工字电感图表明预测环路相位裕度大于45度，对于低于fcl的频率，环路相位永远不会低于45度，这不但能够保证稳定的电路，而且可以确保出色的瞬态响应。
图8.25：环路增益TinA图(具有稳定性补偿)
为了确认我们的整个闭环带宽、VOUT/VIN、特别是VOA/VG1，我们将采用图8.26所示的电路。
图8.26：VOUT/VINAC传递函数电路(具有稳定性补偿)
图8.27所示的TinA仿真结果表明，我们的闭环AC响应符合一阶预测(参见图8.20)。达到fcl之前在fP处保持-20dB/10倍频程的斜率，达到fcl后fP的下降速率则转变为-60dB/10倍频程，此后将跟随Aol修正曲线一直下降。
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