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运算放大器稳定性分析系列（八）
发布时间:2016-08-23 阅读：次 [打印文章] [关闭窗口]
图8.27：VOUT/VINAC传递函数(具有稳定性补偿)
另外，采用图8.28所示的TinASPICE电路，我们看一下补偿电路的瞬态响应。我们期望出现临界阻尼响应。
图8.28：TinA瞬态电路(具有稳定性补偿)
事实上，如图8.29所示，进行了稳定性与相位裕度检查的AC图及瞬态响应之间存在直接关联。我们可以看到可预测且表现良好的瞬态响应，显示出约为60度的相位裕度。
图8.29：瞬态分析(具有稳定性补偿)
非反相噪声增益及CF
对于非反相噪声增益及CF电路而言，我们选择通用的“电源分离器”。这种拓扑常用于单电源系统中，以产生图8.30所示的中值参考电压。由于采用与反相噪声增益及CF电路中相同的运算放大器(OPA348)、RL(500欧姆)以及CL(1uF)，因此，我们可以采用与之相同的补偿方法。我们通过研究发现，非反相噪声增益及CF电路中的DC1/β为1或0dB，而不是3.5dB。不过，为了使噪声增益达到预期效果，我们需要确保VP在XCn匹配Rn的频率时或fpn所处位置处于较低阻抗。同样，我们根据10电感生产年多来的经验设定VPXaC<10Rn。我们选择CB1=15uF的标准值。另外，采用与CB1并联的0.1uFCB2确保良好的高频旁路也是不错的设计。在这里我们应当同样注意的是，较高的电阻会产生较低的电容以及较高的噪声。
图8.30：单电源分离器
图8.31说明了具有稳定性补偿的完整电路。通过此拓扑，我们可以采用TinASPICEAC分析法检查其稳定性。
图8.31：具有稳定性补偿的TinAAC电路
图8.32显示了Aol修正与1/β曲线，可以看出该图形与反相噪声增益及CF图大同小异(参见图8.24)，这不足为奇。
图8.32：Aol修正与1绕线电感/βTinA曲线图
图8.33为环路增益幅度与相位图，其同样与反相噪声增益及CF相似(参见图8.25)。
图8.33：环路增益TinA图
我们可以利用图8.34所示电路研究在Cn为短路且噪声增益开始起主导作用的情况下，是哪些因素使VP处于高阻抗。
图8.3工字电感4：不带CB1与CB2的电路
如图8.35所示，带与不带CB1与C一体成型电感器B2的电路，其1/β计算有所不同。请注意，β是运算放大器输出电压与输入端反馈电压之比。许多情况下运算放大器电路中的反馈电压仅为负输入，而且其比率显而易见。此情况下，我们只要算出运算放大器正/负输入间的差分电压。因此，此时β=(VFB–VP)/VOA，而VOA=1时的1/β为1/(VFB-VP)或者是运算放大器的差分输入电压。由于Cn与CF都为开路，因此DC1/β=1。在Cn短路，CF开路情况下，我们可以得到由RF、Rn以及R2//R1组成的电阻分压器。在CF与Cn同时短路情况下，我们仍然可以得到电阻分压器，只不过此时只有Rn与R2//R1组成。
图8.35：环路增益TinA图
图8.36显示了不带CB1与CB2的电路的分析结果。根据不带CB1与CB2的一阶标准，我们可以得到40dB/10倍频程的闭合速度。而带CB1与CB2我们可以达到预期稳定性。
图8.36：带/不带CB1与CB2的电路的AC分析
图8.37说明了带与不带CB1和CB2的环路增益图。带CB1和CB2时的环路增益相位裕度约为60度。而不带CB1和CB2时的环路增益相位裕度则降低到约36度，如图8.37所示。
图8.37：带/不带CB1与CB2的环路增益
在电容超过1uF时，我们通常采用钽电容，这是因为钽电容器的电容值较大且尺寸相对较小。钽电容并非功率电感纯电容，其含有ESR或电阻分量以及较低的寄生电感与电阻。钽电容仅次于电容的最重要分量是ESR。如图8.38所示，我们的非反相噪声增益及CF电路目标是在频率为470Hz时电阻小于33.2欧姆。当10uF曲线在470Hz左右时我们可以看到约Z30欧姆的阻抗。因此，10uF电容器可以替代15uF电容器，并在我们的电路中运行良好。ESR随所采用的钽电容不同而不同。因此，我们塑封电感器在应用时应当慎重地选择钽电容器。热微接触印刷制备酚醛树脂微纳米图案表面精细图案是指在至少一维的方向上生成纳 米级的规则表面结构，利用聚合物的热化学性质实 现微纳米精细图案化的方法，已经引起了越来越广 泛的关注．这样的技术包括利用激光产
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